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        摘 要：先容了基于SVPWM三相电压型PWM整流器矢量控制的数学模型及工作原理。在此基础上，从功率因数，谐波含量及直流电压稳定性等几方面对不带有前馈解耦和带有前馈解耦的两种控制策略进行了比较。结果表明，不带前馈解耦控制策略的模型固然简单，但其存在功率因数低，谐波含量高等缺点。在同等条件下，仿真结果表明带有前馈解耦控制的策略具有更加优越的控制效果。
        关键词：整流器;前馈解耦;矢量控制

        引 言
        　　早在20世纪70年代，国外就开始了PWM整流技术的研究。从20世纪80年代后期随着全控器件的问世，采用全控器件实现PWM高频整流的研究进进高潮，PWM整流技术在抑制谐波及无功补偿方面有很强的上风，具有网侧电流输进接近正弦，网侧功率因数可控，能量双向传输，动态响应速度快等优点。
        　　目前广泛应用的是基于电压定向的PWM整流器，主要采用电压定向矢量控制方法，电压型PWM整流器要控制的变量有两个，一是整流器的输出电压，二是整流器的输进电流。基于d，q坐标变换的矢量控制通过对PWM整流器有功和无功电流的控制，达到控制输进电流的结果。这种控制策略不仅具有直接电流控制的动态响应快，稳态性能好，自身有限流保护能力等优点，并且还可以消除电流稳态误差，使系统得到较好的消息态性能。
        　　关于这方面的大部分文章只是对前馈解耦控制策略进行了仿真分析，但未能给出不带前馈解耦和带有前馈解耦控制的仿真比较。本文在给出前馈解耦控制策略的基础上，分别建立了电压型不带前馈解耦控制和带有前馈解耦控制的PWM整流系统，通过仿真结果对两种控制策略进行比较，得出带有前馈解耦控制策略的优越性。
        1 PWM整流器数学模型及工作原理
        　　1.1 工作原理
        　　三相PWM整流器的电路结构如图1所示。整流器交流侧输人电感L为滤波作用，且起到升高直流电压的作用，可以以为整流器交流侧电流是三相正弦电流。输出直流侧电容C起稳压，并作为直流侧储能元件，输出呈电压源特性，稳态时直流电压保持不变。

图1 PWM整流器电路结构

Fig.1 Circuit schematic of three-phase PWM rectifier

        　　图2示出整流器的输进电压us的向量、输进电流 的向量、交流侧控制电压uf的向量间的向量图。图2a中，整流器工作在整流状态，电流矢量与电压矢量us平行且同向，此时整流器网侧呈现正电阻特性，实现单位功率因数整流控制，负载从电网吸收有功功率。图2b中，整流器工作在逆变状态，is与us平行且反向，此时整流器网侧呈现负阻特性，实现单位功率因数逆变控制，负载向电网开释有功功率。

图2(a)整流状态 (b)逆变状态

Fig2.(a)The rectifying state (b)The regenerative inverter state

        　　从上图中可以看出，要实现整流器的单位功率因数控制，关键在于控制网侧电流Is，使之与电网电压Us同相或反相。有两种方法可以控制，一是通过网侧电流的闭环控制直接控制PWM整流器网侧电流;二是通过控制整流器交流侧电压U间接控制网侧电流。即可控制输进电流is的相位而实现单位功率因数控制，然后控制is的大小，也就控制了udc。

        　　1.2 PWM整流器的数学模型

        　　三相静止坐标系下的数学模型

        　　Sk— 三 相 桥 臂 开 关 函 数 ，上桥臂开通，下桥臂关断，下桥臂开通，上桥臂关断上述数学模型物理意义清楚、直观，但由于VSR交流侧均为时变交流量，不利于控制系统的设计。为此，通过坐标变换将三相对称静止a-b-c坐标系转换成以电网基波频率同步旋转的d-q坐标系，得到整流器在两相同步速旋转d-q坐标系中的

        　　数学模型如下:

        2 控制策略比较

        　　电压定向的矢量控制为基于d-q轴同步旋转坐标的控制方案，将两相旋转d-q坐标系的d轴定向为与电网电压矢量 同轴，把对电网相电流的控制转化为对电流 在d轴和q轴的直流分量的控制，从而简化了PWM整流系统控制器的设计，本文采用电压定向矢量控制的三相桥式整流器的双闭环控制系统结构。

图3(a)不带有前馈解耦的控制系统图

Fig(a)Control system diagram of without feedforword

        　　从(2)式数学模型看出，d，q轴变量相互耦合，这给控制器的设计带来一定的困难。为此，可以采用前馈解耦控制策略。且电流调节器采用PI 调节器作为电流环控制器可实现由upd,upq分别独立控制两电流。此时有：

        3 系统仿真

        　　如图为三相电压型PWM整流器系统仿真模型图。仿真参数为：交流侧输进电压有效值为110v，给定直流母线电压udc=300v，L=4Mh，C=1.1μF，电感内阻R=1.35Ω，采用可变补偿为ode23tb，仿真时间为1s。在0.6秒时刻负载电流由10A突变为20A。

图3(b)带有前馈解耦的控制系统图

Fig(b)Control system diagram of feedforword

图4(a)不带前馈解耦的直流输出电压

Fig4.(a) Output voltage of without feedforword

图4(b)带有前馈解耦直流输出电压

Fig4.(b) Output voltage of feedforword

图5(a)不带前馈解耦的功率因数

Fig5.(a) Power factor of without feedforword

图5(b)带有前馈解耦的功率因数

Fig(b)Power factor of feedforword

图6(a)不带前馈解耦的a相交流侧电压和电流波形

Fig6.(a)AC-side phase current for phase a，phase voltage of power grid of without feedforword

图6(b)带有前馈解耦的a相交流侧电压和电流波形

Fig6.(b)AC-side phase current for phase a，phase voltage of power grid of feedforword

        　　由仿真结果知，带有前馈解耦控制的PWM整流器输出直流电压更加稳定。超调量只有0.867%，而且在突加负载时，直流输出电压波动非常小，网侧电活动态响应快，功率因数达到1。主要是由于系统采用了在带有前馈解耦控制的基础上产生的电压电流双闭环控制结构，其中电压外环保证了稳定的直流输出，电流内环进步了电流的动态响应速度，并且这种控制方法使电流的相位和输进电压的相位保持一致。

        5 结束语

        　　由仿真波形分析可见，基于SVPWM的电压型带有前馈解耦的控制策略可以使整流器的输进功率因数达到1，网侧电活动态响应快，输出直流电压更加稳定。证实了此控制性能的正确性和优越性。

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        　　Zhang Congwei，Zhang Xing,“PWM rectifier and control”[M].Beijing：Mechanical industry press.2003
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新型软件锁相环三相电压型 PWM 整流器的控制  曹世华

在电网电压频率波动或者三相不平衡的情况下，硬件锁相很难准确检测到基波正序的相位。在结合 PWM整流
器空间矢量解耦控制算法的基础上，将软件锁相环技术应用在 PWM 整流器控制系统中，并用仿真和实验验证了该
方案的可行性。

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Vd=C;

Vq=0;

id=PI(delta_V);

iq=0;

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Van=311cos(wt);

Vbn=311cos(wt-120);

Vcn=311cos(wt+120);

===>

Vd=311;

Vq=0;

===

id=PI(delta_V);

iq=0;

===

注意：软件锁相环需要1s（大概）内才能稳定输出。

上电瞬间，simulink仿真发现，电容通过电感充电，1000多V，0.02s后开始控制。